晶体管电路设计

1、共基极电路的基本结构

2、共基极电路的输入输出特性

今天我们就要开始第6章的学习了，从这一章开始的3章里，我们将更多的与以兆赫兹为单位的信号打交道。所以在分析与研究中需要注意的地方要比以前更多了，也许会更不容易理解，希望大家有问题可以提出来一起探讨。

好了，我们开始今天的内容。

在本章的开篇，作者先讲了一大通话，可是猛的一看起来有点儿让人不知所以，搞不清楚意思。现在我们把这段话摘抄下来研究一下。

其中最让人混乱的应该是第一段与第二段。第一段最重要，它实际上是提出了一种假设：在第2章的共射极放大电路中，输入信号是从基极输入从发射极流出，再经过Re入地，而形成一个回路（circle）。在发射极上有与输入信号相同的信号存在。那么作者就假设了，如果信号从发射极输入反向经过BE结，反向控制Ib，会不会在集电极取出与共射极电路相同的放大后的信号呢？

这就是第一段想要讲的事情了。至于第二段，算是第一段的一个补充，给出了共基极放大电路的定义。

看起来好象很难理解，如果把发射结看做一个二极管的话，那么输入信号是怎么过去到达基极的呢？在发射极输入的信号又是怎么控制Ib的？它真的能在集电极得到放大后的信号么？

于是，书中在第6.1小结做了一系列的实验，一切以事实为依据当然是好的。而且实验所得出的结论也充分证明了作者一系列假设的成功。但是，看完了这一小结之后，你们是不是反而发现了更多的疑问呢？其中有一个地方是最关键的，书中的原文如下，（6.1.2小结）：

在这里作者提到了“基极的交流成份为0，所以发射极的交流成分也为0”，这句话显得很直观很简单，但正因为这句话的存在，引导大家走入了一个误区，就是“发射极没有信号或发射极相当于接地”。这是完全错误的，出现这个情况的原因就是书中进行分析所使用的电路是一个不合适的电路，对于一个初入门并且不想单纯知其然，而更想知其所以然的学习者来说，下面的这个电路更适合开始的学习。

我稍稍的对原电路做了一下改动，将Re短路了。我们看一下这个电路，输入信号是如何流动的：

很明显，输入信号在晶体管的发射极分成两路，一路经R3入地，另一路经BE结（发射极，基极）、C5入地。

大家想一下，这时候晶体管的发射极有没有交流信号成份存在呢？基极有没有交流信号成份存在呢？R3那一路我们暂且不去管它。或者说，如果在输入端输入一个10mVpp的信号，用示波器去看这个电路中晶体管的发射极与基极，会看到什么样的波形呢？

好吧，我承认我偷懒了，直接拿书中的一个照片来用一下。这张照片中有两个波形，对于刚才我们说的测量，那个正弦波形就是发射极的波形，那条直线就是基极的波形。千万不要和书里面照片下的解释去对应，我仅仅是拿过来用用而已。

这个波形说明在上面的电路中，发射极的波形与输入信号的大小是一致的，并且始终低于基极电位一个PN结的电位0.6V，基极的波形则是一条平坦直线，因为基极通过电容C5交流接地，对交流信号来说基极就和地（ground）没什么区别了。在这里要注意的是，我输入的信号不是书中所说的1Vpp，而是10mVpp，想一想为什么？如果输入1Vpp的信号，会怎样？

好了，明显的区别出来了，发射极是一个10mVpp的信号，基极是ground，事实很明显的出来了，在发射极与基极间肯定有什么东西来承载了这个信号，并且影响了电路的工作状态。

为了更好的分析，我们将这个电路做微变等效。如下图：

从这个微变图中，我们可以清楚的看到输入信号的分流，R3（图中的Re）与rbe相并联共同分流了输入信号。同时也明显的可以看到，输入信号就是加在了发射结动态电阻rbe上。

然后我们可以根据很简单的公式得到：

uin（输入信号）=-rbe*Ib

uout（输出信号）=-Rc//RL*Io（注：Io=Ic）=-ß*Rc//RL*Ib

电压放大倍数Av=uout/uin=(ßRc//RL)/rbe。

而对于前面的电路来说，RL（负载）没有连入电路且rbe的大小相对于Rc可以忽略，所以电压放大倍数受ß的限制（晶体管线性区限制），基本等于ß的大小。

讲到这里，大家应该会有所发现：这和以前的共发射极电路是一样的嘛！不错，就电压放大倍数来说是一样的。

书中所讲的例子，是加入了发射极电阻Re后并忽略了rbe时所得出的结论。而在共发射极电路中，我们已经很清楚了Re的作用，就是形成电流负反馈以稳定电路的静态工作点并限制电路总体的电压放大倍数。

事实上，书中第115页所说的“所以发射极的交流成分也为0”，并不准确，它忽略了rbe的存在，并且Re与rbe串联且Re要远大于rbe，从而使rbe上所获得的信号电压极小（相当于输入信号的几十分之一），从波形上看不出来而已。

解决完这个问题，相信大家在前面共发射极电路的基础上，搞定这个共基极电路的分析和工作原理应该是小菜一碟了。

最后加上书中的电路图，看图做作业哦！

下面是家庭作业：

1、当把Re加入电路后，微变等效图是怎样的。

2、电路中R3的作用是什么？没有行不行？

3、R3的大小对什么有影响？

4、例子电路的电压放大倍数与R3有关还是与Re有关，还是都有关系？

祝愉快

Goodays

1、了解推挽射随放大器的工作原理

2、了解推挽射随放大器的电路特点

在前面的贴子中，我们讲到了射随器的一个与生俱来的缺陷：即NPN型射随器不能产生灌电流，PNP型射随器不能产生拉电流。这个缺陷是由三极管本身的特性所决定的，其实际工作中在负载上所产生的灌电流（NPN）和拉电流（PNP）只能通过输出电容的放充电来形成，要想增大对负载的输出电流则只能通过增大静态电流即发射极电流来解决，但增大的静态发射极电流意味着更大的功率损耗。仍然是这个图，我们来看一下，如果这个射随器要在8Ω负载上输出1W的功率，会变成什么样。这也是很常见到的功放输出的要求。

我们来分析一下，首先8Ω负载上要得到1W的功率，则很容易得到，输出电压有效值（RMS）是2.83V。但同时为了得到最高的效率，则Re应当与负载匹配也为8Ω，假设发射极电位为电源的一半（这样可以取得最大的输出幅度），则在静态时落在Re上的电压为7.5V，电流为0.94A，在电阻Re上的功耗为7W，在晶体管ce上的功耗也为7W。同时为了从电容上得到更大的充放电电流或者说因为Re和负载的减小，为了使低频段不会有大的滚降，则电容C2也必须要加大，至少要取100uF才可以基本保证原来的频率特性。

综合上面的分析，我们可以得出，为了在8Ω的负载上得到1W的功率，而在Re和三极管上却损失了14W的功率。整个电流的效率低的不是一点儿半点了，而且对于元件的选择也有很大的提高，造成成本的上升。而引起这个问题的根本原因就在于NPN管不能形成灌电流，在信号的负半轴时，完全要靠电容的放电来实现输出。

在前面我们已经说了，NPN管不能灌电流，PNP管不能拉电流，而电路的输出却要拉灌都具备，那么如果我们把NPN管和PNP管结合起来，在信号的正半周时由NPN管工作，发挥其拉电流的作用，在负半周由PNP管工作，发挥其灌电流的作用，这样不就避免了过大静态电流的问题了吗？这也就是我们今天所讲的推挽电路。

从图中可以清楚的看到，当没有信号输入时，由于两个三极管的互相牵制，必然全部截止，则此时的静态电流为0，三极管中没有电流流过。当有信号输入时，上面的npn管在信号的正半周时导通（注意不是饱和那种导通），电流从电源经过三极管CE，输出电容向负载提供电流（拉电流）。此时，下面的pnp管因为基极电位相对发射极是向高电位变化，Vbe达不到0.6V，所以截止。当信号在负半轴时，基极电位降低，达到PNP管的导通要求，下管开始导通，上管截止，由PNP管向负载提供电流（灌电流）。此时电流的方向为输出电容正端经PNP管的CE，到地再到负载，返回输出电容负端。如果我们把这个电路上下拆分开来看的话，在负半轴PNP管工作时，其电源是由输出耦合电容提供的。

刚才说过，因为在静态时两管截止，所以此电路在静态时不消耗电流，也就没有了静态时的损耗。而在有信号输入时，上下管的电流全部提供给了负载，此时的损耗仅只是三极管CE上的工作电压与负载电流的功率。可以说效率得到了极大的提高。也解决了单个三极管静态损耗大的问题。

但是这并不是一个完美的电路，因为，三极管有一个Vbe的限制，也就是说当三极管的Vbe小于0.6V时，三极管是截止的。只有当Vbe大于0.6V以后，才能工作在放大状态。这就意味着输入信号在-0.6V至0V再至0.6V这个区间，不会被此电路放大，电路没有输出电流，负载上也不能得到任何有效的输出。下面我们来看一下，这个电路的输入和输出波形。

这个图是书中给出的，是一个实际测量的图，我们可以发现在两个波形的交界处好象有点儿问题，但由于是照片所以看的不大清楚，只能模糊的看到在交界处时，有一条波形出现了一个平坦的部分。下面我们把这个图手工画一下，来看得更清楚些。

这个图就清楚多了，我们可以看到，输出信号有一部分是平坦的，不能随着输入信号的变化而变化。这个平坦的部分就是两个三极管都截止的时间。图中我也做了标示，当输出信号在+0.6V以下时，上管因为Vbe过小而截止，而这时下管因为同样没有达到导通条件，也是截止的，于是平坦的部分开始出现了。

这种情况，也是推挽放大器的一个固有缺陷，我们称其为交越失真。

对于一个放大器来说，虽然这个电路有省电的优点，但你不可能会为了省一些电而去虐待你的耳朵，假如这是一个功放的话。这种失真可以说是一种很严重的波形变形了，那么有没有办法解决呢？

我们来回想一下这种失真出现的原因，实际上就是两管在+0.6V至-0.6V之间不导通造成的。那么，如果我们人为的给两管的基极一个电压，使其在信号的这个平坦区间时Vbe达到导通条件，那么不就可以进入到放大状态了吗？

于是就有了下面这个改进后的电路：

只是加入了两个二极管就能解决这个问题。如果你不明白这个图的原理的话，可以进行一下变化。把两个三极管的BE结分别看做一个二极管。

对照这个图大家应该很轻松的看到，两个三极管的BE结在没有信号输入时就有了一个0.6V的电压。就相当于把0.6V以下（以上）的那部分给跳过去了，基极的电压变化是从0.6V（NPN）和-0.6V（PNP）开始的。而效果也很不错，书上给出了一个改进后电路的波形。

从波形上来看，很完美的解决了交越失真的问题。书中也给出了关于这个电路的评价：

这样的电路在输出状态时总是有一个三极管截止，正半周时下管截止，负半周时上管截止。这种电路我们称其为B类放大器。而象以前，单个晶体管的电路，不论信号如何变化，三极管总是有电流流过，我们称其为A类放大器。很显B类放大器比A类放大器的效率要高的多。

好了，事情到这里显得很完美，B类虽然多用了一个三极管，但带来了很高的效率提升，不工作时静态电流为0，工作时几乎全马力输出。但事实真的是这样吗？要知道完美的事物也同样意味着不可能。

注意上面画红线的一段话：“基极-发射极间的二极管为ON与OFF的交界状态”。要想实现完美的B类放大，也就是静态电流为0这种效果，要求的是新加入的二极管和三极管的BE结的特性完全相同。二极管的固有压降不会比三极管BE结的固有压降高，也不会低，刚刚好在这样一个临界点上。世界上有两片完全相同的树叶吗？所以，也不可能有这样的二极管。这仅只是我们制做完美B类放大器所遇到的问题之一，还有很多其它问题比如温度，电源电压的波动，甚至PCB布线的长短都使这种完美的工作状态只存在于想象之中。

事实上，这种不匹配情况的存在，有两种可能，第一种，二极管的压降稍小于三极管BE结的压降，后果是交越失真又出现了，只不过范围变的很小是两个压降之差。第二种可能，三极管的压降稍大于三极管的BE结压降，后果是在没有信号时三极管就已经稍稍的导通了，静态电流不再为0。而且我们要知道在线性区，三极管的集电极电流对BE结的电压变化是很敏感的，BE结电压增加60mV，则集电极电流增加10倍。这时候，BE结上微小的电压增大，就有可能会造成很大的集电极电流，这时候B类放大器的所有优点也就随风而去了。而引起BE结电压变化的因素很多，温度（三极管的Vbe有2.1mV/摄氏度的温度特性），电源波动，二极管的不匹配等等…….

必须要控制，否则这个电路在实际应用中就变成了一个使用条件极其苛刻而且性能极不稳定的定时炸弹。

这是改进后的电路，也是现在的商业功放中经常采用的办法。既然不能实现完美的匹配，干脆就过一些，让三极管中有一定的电流流过，然后通过电流负反馈来稳定三极管的集电极电流，使其受温度等因素影响较小。同时设置一定的人工调节机制（电位器）来调整Vbe，使其不会过大，也不会过小。这时候因为静态时三极管中有电流流过，所以再称乎其为B类放大器已经不合适了，它是介于A类（大电流）和B类（零电流）之间，我们给这种电路起了一个名字叫AB类放大器。通过调整电位器可以调节电路的静态电流，电流大的时候我们叫它偏A的AB类放大器，电流小的时候叫它偏B的AB类放大器。偏A的时候，波形失真小，偏B的时候有可能会出现交越失真。一般来说静态电流为最大信号时电流的十分一是一个很舒服的位置，损耗不大，失真很小。

1、B类放大器在现实中存在吗？

2、分析上图，理解R3，R4是如何稳定静态电流的。（以前讲过）

3、这个电路仍有一些缺陷，你能发现并解决吗？（提示：与前级的推动部分有关。往输入输出阻抗上想）

Goodays

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