反激式变压器开关电源

反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态，在满载状态变压器工作于能量完全传递，或不完全传递的工作模式。一般要根据工作环境进行设计，常规反激电源应该工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力，但是这也有一些例外。需要在这里特别指出：由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源，而高压电源变压器一般工作在断续模式，本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。由于制造工艺特点，高反压二极管，反向恢复时间长，速度低，在电流连续状态，二极管是在有正向偏压时恢复，反向恢复时的能量损耗非常大，不利于变换器性能的提高，轻则降低转换效率，整流管严重发热，重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下，二极管是在零偏压情况下反向偏置，损耗可以降到一个比较低的水平。所以高压电源工作在断续模式，并且工作频率不能太高。还有一类反激式电源工作在临界状态，一般这类电源工作在调频模式，或调频调宽双模式，一些低成本的自激电源（rcc）常采用这种形式，为保证输出稳定，变压器工作频率随着，输出电流或输入电压而改变，接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间，这种电源只适合于小功率输出，否则电磁兼容特性的处理会很麻烦。

图1-a是反激式变压器开关电源的简单工作原理图， 图1-a中，ui是开关电源的输入电压，t是开关变压器，k是控制开关，c是储能滤波电容，r是负载电阻。图1-b是反激式变压器开关电源的 电压输出波形。 　把图1-a与图1-16-a进行比较，如果我们把图1-16-a中开关变压器次级线圈的同名端对调一下，原来变压器输出电压的正、负极性就会 完全颠倒过来，图1-b所示的电压输出波形基本上就是从图1-16-b的波形颠倒过来的。不过，因为图1-16-b的波形对应的是纯电阻负载，而图 1-b的负载是一个储能滤波电容和一个电阻并联。由于储能滤波电容的容量很大，其两端电压基本不变，变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管 和输出电压uo进行限幅，因此，图1-16-b中输出电压uo的脉冲尖峰完全被削除，被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压uo的最大值up，同时也等 于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值upa。

反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化成反电动势向负载提供输出；当控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出电压的平均值ua约等于电压最大值up（用半波平均值upa代之）的二分之一；而流过负载的电流io（平均电流）正好等于流过变压器次级线圈最大电流的四分之一。 　当反激式开关电源当控制开关的占空比为0.5时，电压脉动系数sv约等于2或大于2，而电流脉动系数si约等于4。反激式开关电源的电压脉动系数与正激式变压器开关电源的电压脉动系数基本相同，但电流脉动系数比正激式变压器开关电源的电流脉动系数大两倍。由此可知，反激式开关电源的电压和电流输出特性要比正激式变压器开关电源差。特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，其占空比一般都取得小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断流，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将变得更差。 　由于反激式开关电源仅在控制开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立刻对输出电压或电流产生反应，而需要等到下个工作周期时，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事件进行反应（即改变占空比），因此，反激式开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较差。有时，当负载电流变化的频率或相位正好与取样、调宽控制电路输出电压的延时特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动。这种情况在电视机开关电源中最容易出现。 　反激式开关变压器的铁芯一般都需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和；另一方面是因为变压器的输出功率大小，需要通过调整变压器铁芯的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量大小。因此，反激式开关变压器初、次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关变压器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关器件击穿。 　反激式变压器开关电源的优点是电路比较简单，正反激式变压器开关电源少用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管，因此，反激式变压器开关电源的体积要比正激式变压器开关电源的体积小，且成本也要降低。此外，反激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式变压器开关电源来说要高很多，因此，反激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较低，误差信号放大器的增益和动态范围也比较小。由于这些优点，反激式变压器开关电源在家电领域中还是被广泛使用。

反激式变压器优点

反激式变压器的优点有:

1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.

2. 转换效率高,损失小.

3. 变压器匝数比值较小.

4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.

反激式变压器缺点

反激式变压器的缺点有:

1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.

2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.

3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.

FLYBACK变压器设计之考量因素

1.储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.

Ve: 磁芯和气隙的有效体积.

or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)

式中Imax, Imin —— 为导通周期末,始端相应的电流值.

由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.

在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.

外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.

反激式变压器设计步骤

例如：输入电压:AC90-264V 输出电压:19V 输出电流:3.16A 输出功率:60W 频率:70K

Step1. 选择CORE材质,确定△B

本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度

相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃

Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃

为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.

选 △B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 T

Step2确定Core Size和 Type.

1> 求core AP以确定 size

AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)

= [(60/0.83 60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4

式中 Pt = Po /η Po 传递功率;

J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .

2> 形状及规格确定.

形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:

Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm

AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )

Step3估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )

本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.

即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A

Step4求匝数比 n

n = [VIN(min) / (Vo Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V

= [107 / (19 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]

= 5.5 ≒ 6

匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.

CHECK Dmax:

Dmax = n (Vo Vf) / [VINmin n (Vo Vf)]= 6*(19 0.6) /[107 6*(19 0.6)] = 0.52

Step5求CCM / DCM临

ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533

Step6计算次级电感 Ls 及原边电感 Lp

Ls = (Vo Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19 0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH

Lp = n*n*Ls = 6*6*12.76 = 459.4 uH ≒ 460

此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.

Step7求CCM时副边峰值电流Δisp

Io(max) = (2ΔIs ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )

ΔIsp = ΔISB ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) 10.533 / 2=11.85A

Step8求CCM时原边峰值电流ΔIpp

ΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A

Step9确定Np、Ns

1> Np

Np = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts

因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts

考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.

2> Ns

Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts

3> Nvcc

求每匝伏特数Va Va = (Vo Vf) / Ns = (19 0.6) / 10 = 1.96 V/Ts

∴ Nvcc = (Vcc Vf) / Va =(12 1)/1.96=6.6

Step10计算AIR GAP

lg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm

Step11计算线径dw

1> dwp

Awp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A

Awp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2

= 0.1 (取Φ0.35mm*2)

2> dws

Aws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)

量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 则 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)

3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4

上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.

4> 估算铜窗占有率.

0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 Ns*rs*π(1/2dws)2 Nvcc*rv*π(1/2dwv)2

0.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2 10*6*3.14 (0.4/2)2 7*3.14*(0.18/2)2

≧ 11.54 7.54 0.178 = 19.26

0.4 * 125.3 = 50.12

50.12 > 19.26 OK

Step12估算损耗、温升

求出各绕组之线长. 求出各绕组之RDC和Rac @100℃ 求各绕组之损耗功率 加总各绕组之功率损耗(求出Total值) 如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm

则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts

则 INS = 10*4.33 = 43.3 cm

Nvcc = 7Ts

则 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm

查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃

Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃

Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃

R@100℃ = 1.4*R@20℃

求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.

副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A

副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A

副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A

求原边各电流值 :

∵ Np*Ip = Ns*Is

原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A

原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A

原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A

求各绕组交、直流电阻.

原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348Ω

Rpac = 1.6RPDC = 0.557Ω

副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146Ω

Rsac = 1.6RSDC = 0.0243Ω

Vcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω

计算各绕组交直流损耗:

副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W

交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253W

Total : Ps = 0.146 0.253 = 0.399 W

原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W

交流损 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W

忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W

总的线圈损耗 : Pcu = Pc Pp = 0.399 0.461 = 0.86 W

2> 计算铁损 PFe

查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2

LP32 / 13之Ve = 4.498cm3

PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W

Ptotal = Pcu PFe = 0.6 0.112 = 0.972 W 估算温升 △t 依经验公式 △t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃

估算之温升△t小于SPEC,设计OK.

Step13结构设计

查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.

考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.

为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :

X'FMR结构 :

反激式变压器一般工作于两种工作方式 :

1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": 同时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.

2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.

DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.

DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的.

DCM / CCM原副边电流波形图

实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.

在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.

因此,

ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns

即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.

比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.

在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.

综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).