电源纹波

用500MHz带宽的示波器对其开关电源输出5V信号的纹波进行测试时，发现纹波和噪声的峰峰值达到了900多mV（如下图所示），而其开关电源标称的纹波的峰峰值<20mv。虽然用户电路板上后级还有LDO对开关电源的这个输出再进行稳压，但用户认为测得的这个结果过大，不太可信，希望找出问题所在。

问题分析

电源纹波测试过大的问题通常和使用的探头以及前端的连接方式有关。首先检查了用户探头的连接方式，发现其使用的是如下面左图所示的长的鳄鱼夹地线，而且接地点夹在了单板的固定螺钉上，整个地环路比较大。由于大的地环路会引入更多的开关电源造成的空间电磁辐射噪声以及地环路噪声，于是更换成如下面右图所示的短的接地弹簧针。

探头的GND和信号两个探测点的距离也非常重要，当两点相距较远，会有很多EMI噪声辐射到探头的信号回路中（如下图所示），示波器观察的波形包括了其他信号分量，导致错误的测试结果。所以要尽量减小探头的信号与地的探测点间距，减小环路面积。

在隔离电源中，会产生大量流经探针接地连接点的共模电流。这就在电源接地连接点和示波器接地连接点之间形成了压降，从而表现为纹波。要防止这一问题的出现，我们就需要特别注意电源设计的共模滤波。另外，将示波器引线缠绕在铁氧体磁心周围也有助于最小化这种电流。这样就形成了一个共模电感器，其在不影响差分电压测量的同时，还减少了共模电流引起的测量误差。下图显示了该完全相同电路的纹波电压，其使用了改进的测量方法。这样，高频峰值就被真正地消除了。

经过实际测试，发现测得的纹波噪声的峰峰值有很大改善，如下图所示。但纹波噪声的峰峰值仍然有40多mV，和开关电源厂商标称的<20mV仍有较大差异。

进一步检查用户使用的探头的型号，发现用户使用的是示波器标配的10:1的无源探头。如下图所示。

10:1的探头会把被测信号衰减10倍再送入示波器，然后示波器再对被测信号进行10倍的数学放大。这种探头的好处是通过前面的匹配电路提升了探头带宽可以到几百MHz，而且扩展了示波器的量程，但是对于小信号的测量不是特备有利。 如果被测信号幅度本身就小，再衰减10倍可能就淹没在示波器的底噪声里了，即使再做10倍的数学放大，对于信噪比本身也是没有改善的。所以对于电源纹波噪声的测量应该尽量使用小衰减比的探头，比如1:1的探头。于是另外找了一个1:1无源探头，这种1:1的无源探头虽然带宽不高（通常几十MHz），但衰减比小，对于小信号测试非常合适。下图是换用1:1的无源探头后，和10:1 探头在不同带宽限制下的对比测试结果。可以看到，使用1:1探头并设置20MHz带宽限制后，测量到的纹波噪声的峰峰值只有不到10mV，远远好过10:1探头的测试结果。从1:1探头的测试结果里可以看到清晰的纹波的波形，并且满足用户对于电源纹波噪声<20mV的预期。另外，我们也可以看到，带宽限制对于噪声峰峰值也有一定的改善作用。

问题总结

这是一个典型的电源纹波测试的问题。我们通过使用短的地线连接、换用低衰减比的探头以及带宽限制功能使得纹波噪声的测试结果大大改善。一般来说，影响电源纹波测试结果的影响因素按照重要性主要有以下几个：

1、 前端连接线和地环路的长度：长的地环路会拾取更多开关电源的电磁辐射以及地噪声，因此需要使用尽可能短的地线连接。

2、 探头的衰减比：大衰减比的探头会使得小信号幅度更加微弱，甚至淹没在示波器底噪声里，所以应该尽量使用1:1衰减比的探头。

3、 带宽限制：很多电磁噪声和示波器的底噪声都是宽带的，设置合适的带宽限制可以滤除额外的噪声。很多电源纹波噪声测试场合使用20MHz的带宽限制，也有些芯片会要求测到80MHz或200MHz。

4、 测量量程：通常会在小量程档下（比如10mv/格或20mv/格）进行电源纹波的测试。量程打得越大，示波器的底噪声越高。但有些示波器的偏置范围有限，在小档位下时可能不能够把被测的直流电压信号拉回到屏幕中心附近进行测量，所以很多时候会使用示波器的AC耦合功能把直流隔离掉再进行纹波噪声测试。

5、 输入阻抗：很多示波器有50欧姆和1M欧姆的输入阻抗选择，通常50欧姆输入阻抗下示波器的底噪声更低。不过示波器连接大部分无源探头时都会自动把阻抗切换到1M欧姆，只有连接有源探头或同轴电缆时才可以设置为50欧姆输入阻抗。

在进行实际测试之前，一个比较好的习惯是先检查一下当前使用的设备和设置下的系统的底噪声。下面图中的5个波形分别是使用500M的S系列示波器在使用不同的探头和带宽设置下的底噪声结果。波形从上到下依次为：50欧姆输入阻抗，1:1探头，500MHz带宽；1M欧姆输入阻抗，1:1探头，20MHz带宽；1M欧姆输入阻抗，1:1探头，500MHz带宽；1M欧姆输入阻抗，10:1探头，20MHz带宽；1M欧姆输入阻抗，10:1探头，500MHz带宽。其底噪声的峰峰值从不到1mV直到接近30mV，可见测试中探头、带宽、输入阻抗设置的重要性。

如果手头实在没有合适的低衰减比的探头，也可以参考下图用50欧姆的同轴电缆用如下方式自制一个探头。实际上就是把电缆的一头接在示波器上，示波器设置为50欧姆输入阻抗；电缆的另一头剥开，屏蔽层焊接在被测电路地上，中心导体通过一个隔直电容连接被测的电源信号。这种方法的优点是低成本，低衰减比，缺点是一致性不好，隔直电容参数及带宽不好控制。

低频纹波

低频纹波是与输出电路的滤波电容容量相关。由于开关电源体积的限制，电解电容的容量不可能无限制地增加，导致输出低频纹波的残留，该输出纹波频率随整流电路方式的不同而不同。

一般的开关电源由AC/DC和DC/DC两部分组成。AC/DC的基本结构为整流滤波电路，它输出的直流电压中含有交流低频纹波，其频率为输入交流电源频率的二倍，幅值与电源输出功率及滤波电容容量有关，一般控制在10%以内。该交流纹波经DC/DC变换器衰减后，在开关电源输出端表现为低频噪声，其大小由DC/DC变换器的变比和控制系统的增益决定。

低频纹波

例如：对普通24V电源来说，电压型控制DC/DC变换器的纹波抑制比一般为45～50dB，其输出端的低频交流纹波有效值为60～120mV。电流型控制DC/DC变换器的纹波抑制比稍有提高，但其输出端的低频交流纹波仍较大。若要实现开关电源的低纹波输出，则必须对低频电源纹波采取滤波措施。可采用前级预稳压和增大DC/DC变换器闭环增益来消除。

低频纹波的抑制

a、加大输出低频滤波的电感，电容参数，使低频纹波降低到所需的指标。

b、采用前馈控制方法，降低低频纹波分量。

高频纹波

高频纹波噪声来源于高频功率开关变换电路，在电路中，通过功率器件对输入直流电压进行高频开关变换而后整流滤波再实现稳压输出的，在其输出端含有与开关工作频率相同频率的高频纹波，其对外电路的影响大小主要和开关电源的变换频率、输出滤波器的结构和参数有关，设计中尽量提高功率变换器的工作频率，可以减少对高频开关纹波的滤波要求。

高频纹波

高频纹波的抑制

a、提高开关电源工作频率，以提高高频纹波频率，有利于抑制输出高频纹波。

b、加大输出高频滤波器，可以抑制输出高频纹波。

c、采用多级滤波。

共模纹波噪声

由于功率器件与散热器底板和变压器原、副边之间存在寄生电容，导线存在寄生电感，因此当矩形波电压作用于功率器件时，开关电源的输出端因此会产生共模纹波噪声。减小与控制功率器件、变压器与机壳地之间的寄生电容，并在输出侧加共模抑制电感及电容，可减小输出的共模纹波噪声。

共模纹波噪声

a.输出采用专门设计的EMI滤波器

b.降低开关毛刺幅度

超高频谐振噪声

超高频谐振噪声主要来源于高频整流二极管反向恢复时二极管结电容、功率器件开关时功率器件结电容与线路寄生电感的谐振，频率一般为1～10MHz，通过选用软恢复特性二极管、结电容小的开关管和减少布线长度等措施可以减少超高频谐振噪声。

超高频谐振噪声

超高频谐振噪声的抑制

通过选用软恢复特性二极管、结电容小的开关管和减少布线长度等措施可以减少超高频谐振噪声。

闭环调节控制引起的纹波噪声

开关电源都需对输出电压进行闭环控制，调节器参数设计的不适当也会引起纹波。当输出端波动时通过反馈网络进入调节器回路，可能导致调节器的自激振荡，引起附加纹波。此纹波电压一般没有固定的频率。

闭环调节控制引起的纹波噪声

闭环调节控制引起的纹波噪声的抑制

在开关直流电源中，往往因调节器参数选择不适当会引起输出纹波的增大，这部分纹波可通过以下方法进行抑制。

a、在调节器输出增加对地的补偿网络，调节器的补偿可抑制调节器自激引起的纹波增大。

b、合理选择闭环调节器的开环放大倍数和闭环调节器的参数，开环放大倍数过大有时会引起调节器的振荡或自激，使输出纹彼含量增加，过小的开环放大倍数使输出电压稳定性变差及纹波含量增加，所以调节器的开环放大倍数及闭环调节器的参数要合理选取，调试中要根据负载状况进行调节。

c、在反馈通道中不增加纯滞后滤波环节，使延时滞后降到最小，以增加闭环调节的快速性和及时性，对抑制输出电压纹波是有益的

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纹波噪声是衡量电源的一个重要指标，一个好的电源必须要把输出纹波噪声控制在一个合理的范围内。但一般有哪些行之有效的降低纹波噪声的对策呢？下面我们抛砖引玉，简单讨论常用的八个方法。

1、电源PCB走线和布局

反馈线路应避开磁性元件、开关管及功率二极管。

输出滤波电容放置及走线对纹波噪声至关重要，如图1所示，传统设计中由于到达每个电容的阻抗不一样，所以高频电流在三个电容中分配不均匀，改进设计中可以看出每个回路长度相当即高频电流会均匀分配到每个电容中。

图1 电源PCB走线优化

如果PCB是多层板，可以选择和主电流回路层最近一层覆地，覆地可以有效的解决噪声问题，注意，尽量保证覆地的完整性。

2、场效应管D级与输入正之间加RCD

一般选择场效应管的反向恢复时间要比二极管D1慢2~3倍，以避免形成直通电流，此电流会产生很强的磁场，可增大输出噪声干扰，所以可人为的通过栅极电阻R4来减慢开关管的开关速度。为了不影响关断速度可以在栅极电阻并联一个二极管D2如图2所示。

图2 场效应管优化电路

3、场效应管DS端并联RC

可以在场效应管DS两端并联一个RC电路也可以有效的降低噪声干扰如图2所示，电容C2一般在100P左右，电容值过大会导致场效应管的开关损耗加大，电阻R2一般选取小于10Ω电阻。

4、输出二极管两端并联RC

二极管在高速导通和关断时，反向恢复期间，二极管的寄生电感和电容会产生高频振荡，为了抑制高频振荡可在二极管两端加RC缓冲电路如图2所示，电阻R3一般在1Ω~100Ω，电容C3一般在100pF~1nF，如果电源工作频率较低，效率满足要求的话，二极管D3可以选择反向恢复时间较慢的二极管。

5、输出加二级LC滤波

LC对噪声和纹波抑制效果比较明显，根据纹波频率选择合适电感电容值，但由于柱形电感价格低体积小的优点，所以一般LC中电感大都会选择柱形电感，然而柱形电感是开放式磁结构，对周围会产生较严重磁干扰，我们可以采用两个电感并排放置，且电流流入方向相反，即有助于引导磁通从一个磁柱到另一个磁柱，从而可以降低电磁干扰，如图3所示。

图3 二级LC滤波原理

6、变压器初次级之间加法拉第屏蔽层

变压器的绕组通过高频电流时，变压器将变成有效的磁场天线，变压器绕组又承受跳跃电压，即变压器也变成了电场天线，在初次级之间加法拉第屏蔽层可收集隔离边界处的噪声电流，并予以转移到原边地，但铜箔应为非常薄的铜箔带，尽量避免涡流损耗并减小漏感，注意，铜屏蔽层末端不应有电连接，否则会形成磁短路。

7、降低变压器漏感

采用三明治绕法可使初次级绕组耦合更加紧密，使漏感得以减小，从而到达减小噪声的目的。

8、变压器输出绕组并联的合理设计

当电源输出电流较大时，通常我们会采用两个绕组并联的方式进行使用，这两个绕组通常分置于原边绕组内外，所以直流阻抗会略有差异，从而有可能产生内部环流，电压波形也会出现严重的振铃，并且电磁干扰会变的更加严重，以及有可能会出现意外的大量发热，如果输出绕组一定需要并联使用，最好采用如图4的推荐电路，图4推荐电路中二极管可以消除两个不同绕组的不均匀导致的负面影响。

图4 变压器输出绕组并联推荐电路

在设计电源时，有上述八种方式可降低输出的纹波噪声，如果选用成品电源，不管是模块电源、普通开关电源、电源适配器等，这部分的工作一般都由电源设计厂家完成，客户只需关注规格书写明的输出纹波噪声即可。如致远电子的模块电源，会标出典型的纹波噪声值，如E_UHBDD-6W系列，典型值为60mV VP-P。

致远电子自主研发、生产的隔离电源模块已有近20年的行业积累，目前产品具有宽输入电压范围，隔离1000VDC、1500VDC、3000VDC及6000VDC等多个系列，封装形式多样，兼容国际标准的SIP、DIP等封装。同时致远电子为保证电源产品性能建设了行业内一流的测试实验室，配备最先进、齐全的测试设备，全系列隔离DC-DC电源通过完整的EMC测试，静电抗扰度高达4KV、浪涌抗扰度高达2KV，可应用于绝大部分复杂恶劣的工业现场，为用户提供稳定、可靠的电源隔离解决方案。

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