三电平型

三电平变频器在国内市场遇到的最大难题是电压问题，其最大输出电压达不到6KV，所以往往需要采用变通的方法，要么改变电机的电压，要么在输出侧加升压变压器。这一弱点限制了它的应用。对于单元串联多电平型变频器，主要缺点是变流环节复杂，功率元器件数目多，体积略大一些，但是，在其他的方式不能解决国内应用的需要，高压器件应用的可靠性还不是太高的情况下，其竞争优势在最近的一段时期内，可能还是无法替代的。

图1为三电平变频器输出的电压和电流波形图。2100433B

可以将三电平NPC逆变器的优点总结如下：

①在换流过程中，每个功率半导体器件所承受的电压均为E（v_dc / 2）。这有助于逆变器电压等级和功率等级的提高，在元器件的选择方面也会留有更大的余地；

②由于三电平NPC逆变器输出线电压、相电压波形的阶梯均多余传统两电平逆变器，因此有着较低的谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）；

③在直流侧电压相同，相电流相同的工况下，三电平NPC逆变器的开关损耗约为传统两电平逆变器的1/2（将在后面的章节进行论述），较小的开关损耗允许适当地增大开关频率，进一步减小谐波。

同时，由于三电平NPC逆变器的拓扑结构的限制，其也具有一些缺点：

①功率半导体器件较多，单相桥臂有四组IGBT/续流二极管，并且比两电平逆变器多出两个钳位二极管。元器件的增加，为驱动电路和控制电路的设计带来了麻烦；

②直流侧两个电容存在中点电压平衡问题，有可能造成输出电压的畸变，甚至损坏元器件；

③功率半导体器件的增多，导致各个器件的损耗和结温不同（将在后面的章节进行论述），对散热系统的设计更为复杂 。

三电平NPC逆变器的DC侧电流纹波分析与损耗的计算，都是根据逆变器所采用的特定的调制方法来进行的。因此，对三电平NPC逆变器调制方法原理的分析及仿真，是进行DC侧电流纹波分析与损耗计算的前提。

自多电平逆变器诞生以来，其相应的PWM控制技术就一直是其研究的重点内容。传统两电平逆变器的PWM控制方法经过几十年的发展，已经较为成熟，而多电平逆变器因其拓扑结构较为复杂、元器件较多等特点的限制，在控制方法上也更为复杂。

多电平PWM控制方法的研究主要是围绕着两个核心问题展开的：

一是输出电压波形的控制，即逆变器输出电压脉冲与调制波等效；

二是逆变器自身运行状态的控制，包括中点电压平衡，输出电压、电流谐波的控制，功率开关器件的损耗分配控制等。设计合理的PWM控制方法，对于三电平NPC逆变器抑制中点电压不平衡问题尤为重要 。

较为常见的多电平PWM控制方法分为：基于载波的PWM控制方法和空间矢量PWM控制方法。

（1）正弦脉宽调制方法（SPWM）

多电平逆变器的基于载波PWM控制方法一般采用载波层叠的形式。多电平载波层叠PWM控制方法与传统两电平PWM控制方式类似。对于m电平逆变器来说，采用（m-1）层相同幅值和频率的三角形载波，分为上下两层，与调制波进行比较，产生开关序列，控制功率开关器件的导通和关断，从而输出想要得到的波形。

对于三电平NPC逆变器来说，可以采用两层载波。按照上下两层载波的相位关系，可以分为反相载波层叠法和同相载波层叠法。

（2）反相载波层叠法

反相载波层叠法中，上下两层载波相位相差180°，如图4所示。图4中，蓝色正弦波为正弦调制波，与上下两组载波进行比较；黑色脉冲序列为交流输出端（以A相为例）与DC侧中点之间的电压u_az 。

（3）同相载波层叠法

与反相载波层叠法相对应，同相载波层叠法的上下两组载波的相位完全相同，如图5所示。

（4）三次谐波注入脉宽调制方法

对于没有中线的三相对称负载的逆变器系统，在输出电压中注入三的倍数次谐波或直流分量时候，对负载电压波形不会产生影响。因此，可以对正弦调制波注入合适的零序分量，从而达到相应的目的。为了提高直流母线电压利用率，可以采用三次谐波注入PWM控制方法，如图6所示 。2100433B

图1为中点钳位三电平逆变器的拓扑结构。

该拓扑结构包括两个串联的电容C₁，C₂，两电容之间的点称为中点Z，因此中点钳位型逆变器也被称作二极管钳位逆变器；每一相包含四组IGBT/Diode（绝缘栅门极晶闸管/二极管）T_x1、T_x2、T_x3和T_x4；两个钳位二极管D_x5和D_x6（x=a，b，和c）。

根据拓扑结构可以看出来，中点钳位三电平逆变器的一个很重要的问题就是：中点电压平衡问题。理想的情况下，直流电容C₁，C₂的电压均为E（E为直流电压源V_dc的1/2），但是流过中点Z的电流对电容充电或者放电，加之电容保持电压的能力有限，会导致电容C₁，C₂的电压发生变化。工况恶劣时，会导致上下两电容电压差过大，输出电压电流波形畸变，甚至损坏功率半导体器件 。